基于諧振電路與脈沖變壓器的高壓脈沖源設(shè)計(jì)

　　摘 要 ： 提出一種基于諧振電路與脈沖變壓器結(jié)合的高壓脈沖實(shí)現(xiàn)方案，該方案利用電容與電感的諧振效應(yīng)，結(jié)合脈沖變壓器的升壓作用，在僅使用一個(gè)半導(dǎo)體開關(guān)的條件下，實(shí)現(xiàn)高壓脈沖的輸出，其結(jié)構(gòu)簡單，成本低，并且可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。并對(duì)于電路的運(yùn)行模式進(jìn)行了理論分析，搭建了原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。容性負(fù)載條件下，實(shí)現(xiàn)頻率 1～15 kHz、幅值 0～10 kV 可調(diào)的高壓脈沖輸出，對(duì)比分析了續(xù)流支路以及續(xù)流電阻對(duì)于輸出高壓脈沖波形的影響。利用該脈沖電源進(jìn)行 DBD 放電實(shí)驗(yàn)，成功驅(qū)動(dòng)介質(zhì)阻擋放電反應(yīng)器，驗(yàn)證了該方案的可行性。

　　關(guān)鍵詞： 諧振電路; 脈沖電源; 脈沖變壓器; 介質(zhì)阻擋放電

　　饒俊峰; 湯鵬; 王永剛; 姜松; 李孜 強(qiáng)激光與粒子束 2021-12-17

　　臭氧是一種有刺激性氣味的淡藍(lán)色氣體，具有很強(qiáng)的氧化性，廣泛應(yīng)用于醫(yī)療衛(wèi)生、空氣凈化、殺菌消毒、飲用水處理等領(lǐng)域[1-5]。介質(zhì)阻擋放電(DBD)法是常用的臭氧制備方法，該方法利用高壓電源激勵(lì)介質(zhì)阻擋放電裝置，在 DBD 氣隙中形成微放電通道，產(chǎn)生大量活性粒子，這些活性粒子與氧氣發(fā)生化學(xué)反應(yīng)生成臭氧[6-7]。常用介質(zhì)阻擋放電激勵(lì)源為正弦交流或者脈沖高壓電源，相對(duì)于正弦交流電源而言，脈沖電源在時(shí)間尺度上將能量進(jìn)行壓縮，具有更快的上升沿和下降沿，且脈寬、頻率等參數(shù)都可以連續(xù)調(diào)節(jié)，其激發(fā)的等離子體具有電子密度更高、氧原子產(chǎn)率也更高等優(yōu)勢(shì)[8]。

　　基于固態(tài)開關(guān)的 Marx 電路是經(jīng)典的脈沖發(fā)生電路，其原理是利用多級(jí)電容并聯(lián)充電，由控制信號(hào)控制 MOSFET 或者 IGBT 的開通與關(guān)斷，將多個(gè)電容串聯(lián)起來放電，實(shí)現(xiàn)電容電壓的疊加從而輸出高壓脈沖[9]。然而，Marx 電路也面臨著以下難題：①難以保證驅(qū)動(dòng)信號(hào)的同步性，充放電過程不同步，容易導(dǎo)致高壓脈沖波形畸變[10-11] ;②驅(qū)動(dòng)電路與主電路之間高壓隔離困難，技術(shù)復(fù)雜[12-14] ;③高壓條件下，電磁干擾(EMI)問題嚴(yán)重，信號(hào)和驅(qū)動(dòng)易受干擾，引起開關(guān)管誤動(dòng)作，保護(hù)電路設(shè)計(jì)復(fù)雜[15-17] ;④隨著級(jí)數(shù)的增加，開關(guān)管的數(shù)量增加，電源成本隨之增加。

　　Marx 結(jié)構(gòu)的脈沖電源相對(duì)復(fù)雜、隔離驅(qū)動(dòng)技術(shù)要求高，而基于諧振電路與脈沖變壓器結(jié)合的脈沖實(shí)現(xiàn)方案，具有電路結(jié)構(gòu)簡單、使用電子器件少、電源穩(wěn)定性高等優(yōu)勢(shì)。馮衛(wèi)強(qiáng)等人利用全橋電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)出一款雙極性脈沖電源，并將產(chǎn)生的低溫等離子體應(yīng)用于煙氣治理領(lǐng)域[18]。然而全橋結(jié)構(gòu)需使用四個(gè)開關(guān)管，相對(duì)來說成本高，同時(shí)增加了控制時(shí)序的復(fù)雜度，且全橋結(jié)構(gòu)具有直通風(fēng)險(xiǎn)。You Changqi 等人設(shè)計(jì)了一臺(tái)基于半橋結(jié)構(gòu)的高壓脈沖電源，該方案利用兩個(gè)開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)在 500 V 直流輸入下，輸出幅值 12 kV、頻率 15 kHz 單極性高壓脈沖[19] ，相對(duì)于全橋結(jié)構(gòu)，半橋結(jié)構(gòu)使用兩個(gè)開關(guān)管降低了成本，但是直通風(fēng)險(xiǎn)仍然存在。本課題組曾經(jīng)基于諧振原理，使用一個(gè)開關(guān)管就實(shí)現(xiàn)了頻率 10～20 kHz、幅值為 5～10 kV 可調(diào)的脈沖電壓[20] ，該方案將開關(guān)器件的使用數(shù)目減少到 1 個(gè)，結(jié)構(gòu)更為簡單，保證電源可靠性的同時(shí)進(jìn)一步降低了硬件成本，但是由于脈沖變壓器中殘余能量無法及時(shí)泄放，導(dǎo)致在不同頻率下，負(fù)載電壓波形畸變嚴(yán)重。

　　本文在文獻(xiàn) [20] 的基礎(chǔ)上，對(duì)原有方案進(jìn)行改進(jìn)，增添了續(xù)流支路，有效解決了變壓器中殘余能量導(dǎo)致的輸出脈沖波形畸變問題。首先，本文分析了該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理，搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，容性負(fù)載下實(shí)現(xiàn)頻率 1～ 15 kHz、幅值 0～10 kV 可調(diào)的高壓脈沖輸出，并且分析了續(xù)流支路以及續(xù)流電阻對(duì)于輸出高壓脈沖波形的影響，驗(yàn)證了電路的零電壓關(guān)斷過程。最后將該脈沖電源驅(qū)動(dòng)介質(zhì)阻擋放電反應(yīng)器，并對(duì)改進(jìn)前后的電路的放電效果進(jìn)行了比較。

　　1 電路原理分析

　　本部分內(nèi)容主要介紹所設(shè)計(jì)電路的工作原理。圖 1 為改進(jìn)后的基于諧振電路與脈沖變壓器的脈沖電源原理圖，它主要由直流電壓源 Vdc，功率開關(guān) Q 及其反并聯(lián)二極管 D，諧振電容 Cr，諧振電感 Lr，以及二極管 Dp 和電阻 Rp 組成的續(xù)流支路 ，升壓脈沖變壓器 ，輸出端負(fù)載等效電 容 Cout 及其并聯(lián)電阻 Rout 構(gòu)成，Lleakage 為變壓器漏感，Lm 為變壓器勵(lì)磁電感，變壓器變比為 1∶n。該電路的工作過程可分為三個(gè)階段。下面將結(jié)合圖 2 所示的該脈沖電源工作過程中的相關(guān)理論波形展開討論，圖中：t0～t1 表示電路工作過程的第一階段，t1～t2 表示電路工作過程的第二階段，t2～t3 表示電路工作過程的第三階段; Vge 表示功率開關(guān) Q 的控制信號(hào)，Ir 表示流過諧振電感的電流，Vcr 表示諧振電容兩端的電壓，Ip 表示流入變壓器的原邊電流，Vo 表示輸出脈沖電壓。

　　1.1 第一階段(t0～t1)

　　第一階段電路工作狀態(tài)如圖 3 所示。t0 時(shí)刻開關(guān) Q 閉合，階段 1 開始。直流電壓源 Vdc, 諧振電感 Lr ,諧振電容 Cr ,功率開關(guān) Q 構(gòu)成諧振回路。由于諧振效應(yīng)，電流 Ir 從零開始按正弦規(guī)律變化，諧振電容 Cr 被充電，其兩端電壓 Vcr 開始上升，參考極性圖中已標(biāo)注。諧振電容電壓的極性是上正下負(fù)，二極管 Dp 承受反向電壓處于截止?fàn)顟B(tài)，沒有電流流入 Rp 與 Dp 構(gòu)成的續(xù)流支路。流入變壓器的原邊電流 Ip 等于諧振電流 Ir 與諧振電容電流之差，其作用是將變壓器原邊電壓 Vcr 升高并傳遞到副邊。變壓器勵(lì)磁電感 Lm 與原邊負(fù)載等效電容 n 2Cout 為并聯(lián)關(guān)系，Ip 流經(jīng)變壓器漏感 Lleakage 后,一部分流入 Lm 的勵(lì)磁支路，一部分流入 n 2Cout 負(fù)載支路，因此 Ip 主要由這兩個(gè)支路的電流疊加。t1 時(shí)刻諧振電流 Ir 第一次過零，諧振電容電壓上升到最大值，第一階段結(jié)束，輸出脈沖的上升段形成。

　　1.2 第二階段(t1～t2)

　　第二階段電路工作狀態(tài)如圖 4 所示，t1 時(shí)刻第二階段開始，諧振電流 Ir 反向過零，通過功率開關(guān) Q 的反并聯(lián)二極管 D 續(xù)流，其仍然按正弦規(guī)律變化，諧振電容電壓 Vcr 開始下降，同時(shí)變壓器原邊電流 Ip 反向。t2 時(shí)刻，反向的諧振電流 Ir 第二次過零時(shí)，第二階段結(jié)束，輸出高壓脈沖的下降部分形成。在第二階段(t1～t2)的任何時(shí)刻內(nèi)，給開關(guān) Q 關(guān)斷信號(hào)，可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷(ZVS)，另外開關(guān) Q 的關(guān)斷信號(hào)不能超過 t2 時(shí)刻，否則將引起輸出脈沖的波形振蕩。類似于第一階段，由于諧振電容 Cr 電壓極性不變，二極管 Dp 仍然被反向截止，沒有電流流入 Rp 與 Dp 構(gòu)成的續(xù)流支路。

　　1.3 第三階段(t2～t3)

　　t2 時(shí)刻，輸出高壓脈沖已經(jīng)形成，第三階段隨即開始。該階段主要作用是將變壓器中殘余能量通過續(xù)流電阻 Rp 進(jìn)行泄放，抑制副邊電壓 Vo 在該階段的振蕩。如圖 5 所示，Ip 正向時(shí)，電流主要流經(jīng)電阻 Rp 與二極管 Dp 構(gòu)成的續(xù)流支路，電阻電壓記為 UR，參考方向如圖所示，忽略二極管 Dp 壓降，諧振電容電壓 Vcr 等于負(fù) UR，因此該階段輸出電壓 Vo 方向?yàn)樨?fù)。該階段，若無二極管 Dp 與電阻 Rp 構(gòu)成的續(xù)流支路，諧振電容 Cr 與變壓器原邊漏感 Lleakage 和勵(lì)磁電感 Lm 的諧振效應(yīng)會(huì)使輸出波形產(chǎn)生振蕩，通常，變壓器原邊漏感 Lleakage 遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于勵(lì)磁電感 Lm，根據(jù)公式( 1)可知，由變壓器漏感 Lleakage 引起的諧振頻率 f l 遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于由變壓器勵(lì)磁電感 Lm 引起的諧振頻率 fm，在無續(xù)流支路條件下，輸出 Vo 的振蕩波形由這兩個(gè)頻率共同決定，添加續(xù)流支路并選擇合適的電阻 Rp 對(duì)于該階段 Vo 波形穩(wěn)定有重要作用。當(dāng)選取較大阻值的 Rp，能夠有效限制變壓器原邊電流 Ip ,但能量泄放速度慢，變壓器原邊漏感 Lleakage 和勵(lì)磁電感 Lm 與諧振電容 Cr 發(fā)生能量交換，因此 Vo 波形在該階段持續(xù)振蕩。當(dāng) Rp 選取較小時(shí)，有利于變壓器能量快速泄放，加快續(xù)流過程，能夠有效抑制振蕩。但另一方面較小的 Rp 會(huì)使變壓器原邊電流 Ip 較大，這對(duì)于續(xù)流支路的二極管耐力提出考驗(yàn)。因此，添加該二極管 Dp 與電阻 Rp 的續(xù)流支路，并且選取合適的電阻 Rp 是極其重要的。

　　2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

　　為了驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建了原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)中采用的功率開關(guān) Q 型號(hào)為 IGW60T120，并聯(lián)二極管 D 型號(hào)為 RHRG30120，續(xù)流二極管 Dp 型號(hào)為 DSEP30-12A。鐵氧體材料具有高電阻率、低損耗的特點(diǎn)，在高頻磁性元件中應(yīng)用廣泛，因此脈沖變壓器磁芯材料采用鐵氧體、型號(hào)為 UY30。原邊線圈采用線徑 0.1 mm×80 的多股利茲線，匝數(shù)為 12 匝，繞線方式為單層密繞;變壓器副邊線圈采用線徑 0.4 mm 漆包線，匝數(shù)為 800 匝，繞線方式為分層分段式繞法，該繞法的作用是減小高頻漏感和降低分布電容。同時(shí)，原副邊線圈繞在同一磁芯柱上，目的是提高耦合系數(shù)、減小漏感[21]。諧振電感磁芯為中心柱為圓柱形 E 型 ETD 鐵氧體，型號(hào)為 ETD59/62/21。實(shí)驗(yàn)相關(guān)參數(shù)如表 1 所示。

　　圖 6 展示了 Vge、Ir、 Vcr、Ip、Vo 的實(shí)驗(yàn)波形。由圖可知，輸出高壓脈沖 Vo 重復(fù)頻率為 10 kHz、幅值約為 10 kV、脈寬 tp 約為 14 μs，根據(jù)公式(2)，計(jì)算出理論脈寬 tp 為 12.5 μs。諧振電流 Ir 按正弦規(guī)律變化，最大值約為 6 A。諧振電流 Ir 前半周期形成輸出脈沖的上升部分(第一階段)，電流 Ir 后半周期形成輸出脈沖的下降部分(第二階段)。諧振電容電壓 Vcr 呈現(xiàn)脈沖狀，與輸出高壓 Vo 波形相似，最大值約為 130 V，由于諧振效應(yīng)相較于直流源輸入電壓提升明顯。變壓器原邊電流 Ip 在續(xù)流開始階段有振蕩現(xiàn)象，隨著續(xù)流的進(jìn)行，振蕩逐漸減弱最終趨于平滑。圖 7 為重復(fù)頻率 15 kHz 條件下實(shí)驗(yàn)結(jié)果，由圖可知，輸出脈沖幅值約為 10 kV、脈寬約為 13 μs，各脈沖波形一致、波形穩(wěn)定。另外注意到，當(dāng)完整的正向脈沖形成后，緊接著形成一個(gè)反向的脈沖狀電壓，脈寬約為 10 μs、幅值約為 4 kV, 該反向電壓有利于激發(fā) DBD 的二次放電，提高放電效率[22]。

　　圖 8 展示了頻率從 1～15 kHz 調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，有無續(xù)流支路的輸出高壓脈沖波形對(duì)比，調(diào)節(jié)方式是由 FPGA 控制板提供頻率可調(diào)的控制信號(hào)，經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)開關(guān)管 Q，從而達(dá)到頻率調(diào)節(jié)的目的。從圖 8(a)中可以看出，當(dāng)無二極管續(xù)流支路時(shí)，輸出脈沖 Vo 幅值受到頻率影響較大，不同頻率下幅值不同，波形畸變嚴(yán)重，特別在 10 kHz 頻率下，輸出高壓脈沖幅值相對(duì)其他頻率更低。另外，輸出高壓脈沖波形在開關(guān)管關(guān)斷階段存在持續(xù)振蕩現(xiàn)象，表現(xiàn)為高頻振蕩(如圖中標(biāo)注)與低頻振蕩的疊加。該高頻振蕩主要是由于變壓器漏感 Lleakage 與諧振電容 Cr 的諧振引起，持續(xù)的低頻振蕩主要是由于變壓器勵(lì)磁電感 Lm 與諧振電容 Cr 諧振引起。從圖 8(b)中可以看出,當(dāng)加入續(xù)流二極管支路時(shí)，不同頻率下輸出高壓脈沖幅值和波形基本保持不變，隨著頻率的上升，脈沖的下降沿逐漸加快，輸出脈沖寬度 tp 減小，另外，脈沖反向電壓幅值也隨著頻率的上升而增大。在開關(guān)管關(guān)斷階段(即續(xù)流階段)，輸出 Vo 波形不發(fā)生振蕩，相較于圖 8(a)，輸出波形明顯改善。在圖 8(b)的續(xù)流階段，有一個(gè)負(fù)極性的直流偏置電壓，隨著頻率的上升，負(fù)直流偏置電壓增大，當(dāng)頻率為 1 kHz 時(shí)，偏置電壓基本為零，當(dāng)頻率為 15 kHz 時(shí)，偏置電壓約為 −1 kV。這是由于隨著頻率的上升，脈沖之間的時(shí)間間隔變短，續(xù)流過程尚未結(jié)束，下一周期的高壓脈沖已經(jīng)到來，因此負(fù)直流偏置電壓會(huì)隨著頻率的上升而增大。

　　圖 9 為不同續(xù)流電阻 Rp 下的變壓器原邊電流 Ip 與輸出電壓 Vo 波形，正如第三階段分析，由圖 9(a)可知，隨著 Rp 的增大，變壓器原邊電流 Ip 減小，因此 Rp 的存在能夠有效限制變壓器原邊電流。由圖 9(b)可知，當(dāng) Rp 較小時(shí)，負(fù)向的過沖越明顯，隨著 Rp 的增大，該過沖減弱，但由變壓器勵(lì)磁電感 Lm 引起輸出脈沖振蕩現(xiàn)象越來越明顯。因此，電阻 Rp 的取值非常重要，過大或者過小的續(xù)流電阻均不利于輸出 Vo 波形的穩(wěn)定。此外，負(fù)向電流的存在有利于磁芯的自復(fù)位，因此不需要添加復(fù)位電路。

　　圖 10 展示了開關(guān)管 Q 的驅(qū)動(dòng)電壓 Vge、集電極與發(fā)射極電壓 Vce、諧振電流 Ir 波形。由結(jié)果可知，當(dāng)諧振電流 Ir 負(fù)向時(shí)(即第二階段過程中)，諧振電流 Ir 通過 Q 的反并聯(lián)二極管 D 續(xù)流，忽略二極管壓降，開關(guān)管 Q 兩端電壓 Vce 為零，該過程中給開關(guān)管 Q 關(guān)斷信號(hào)，可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷(ZVS)，有效降低開關(guān)損耗。

　　3 DBD 放電實(shí)驗(yàn)

　　用該脈沖電源進(jìn)行 DBD 放電實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)裝置圖如圖 11 所示。 DBD 反應(yīng)器正負(fù)電極為圓形平板結(jié)構(gòu)，直徑 56 mm。介質(zhì)材料為有機(jī)玻璃，介質(zhì)厚度 1 mm，空氣間隙 1.2 mm，反應(yīng)器等效電容值為 40 pF。圖 12 是在開關(guān)頻率 10 kHz、幅值 10 kV 高壓脈沖激勵(lì)下，DBD 反應(yīng)器的放電現(xiàn)象圖，從圖中可以觀察到明顯的放電現(xiàn)象。

　　圖 13 為相同條件下，有無續(xù)流支路時(shí) DBD 放電的電壓電流波形。由圖 13(a)可知，在一個(gè)脈沖周期內(nèi)，形成兩次由大量放電細(xì)絲組成的放電電流，第一次放電主要集中在輸出脈沖的上升沿部分，第二次放電主要集中在脈沖下降沿階段。放電細(xì)絲的形成是由于局部氣隙被擊穿從而形成大量隨機(jī)分布的微放電通道，這些微放電通道的壽命通常是幾十 ns。第二次放電的形成主要是由于第一次放電結(jié)束后阻擋介質(zhì)上存在殘余電荷，當(dāng)脈沖電壓下降到足夠低時(shí)，依靠阻擋介質(zhì)上的殘余電荷產(chǎn)生的電壓，使氣隙反向擊穿，從而形成反向的二次放電電流。對(duì)比圖 13(a)與(b)可知，同樣 10 kV 高壓脈沖激勵(lì)下，當(dāng)存在續(xù)流支路時(shí)，脈沖電壓波形更加穩(wěn)定，DBD 放電電流幅值明顯高于無續(xù)流支路時(shí)的放電電流，特別是在脈沖下降階段，存在續(xù)流支路時(shí)輸出高壓脈沖具有更快的下降沿，二次放電的絲狀電流更加密集。由 DBD 放電實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，續(xù)流支路的存在，不僅改善了輸出高壓脈沖的波形，也有利于提高低溫等離子體濃度和放電效率。需要指出的是，續(xù)流電阻所消耗的功率會(huì)隨著頻率的上升而增大，因此該電阻的功率容量也會(huì)限制最高工作頻率。

　　4 結(jié)　論

　　本文提出一種基于諧振電路與脈沖變壓器相結(jié)合的脈沖實(shí)現(xiàn)方案，對(duì)電路的運(yùn)行模式進(jìn)行了理論分析，并搭建了原理樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。容性負(fù)載下，實(shí)現(xiàn)頻率 1～15 kHz、幅值 0～10 kV 可調(diào)的高壓脈沖輸出，并且分析了續(xù)流支路對(duì)于輸出高壓脈沖波形的影響，利用該脈沖發(fā)生器驅(qū)動(dòng)介質(zhì)阻擋放電(DBD)反應(yīng)器，取得了明顯的放電現(xiàn)象，輸出波形不僅沒有明顯畸變，而且幅值也不再隨著頻率的變化而變化，說明其工作狀態(tài)更加穩(wěn)定。該高壓脈沖發(fā)生器具有以下優(yōu)勢(shì)：僅使用一個(gè)開關(guān)管，電路結(jié)構(gòu)簡單，輸出電壓穩(wěn)定，脈沖前后沿陡峭，可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，開關(guān)損耗小，成本低。