基于正交擴(kuò)頻序列的電力線信道衰減特性測(cè)量方法

　　摘要：針對(duì)強(qiáng)噪聲環(huán)境下電力線信道測(cè)量難題，文章提出一種基于正交擴(kuò)頻序列的電力線信道衰減特性測(cè)量方法。首先對(duì)信道測(cè)量的基本原理及噪聲影響進(jìn)行分析，然后提出了基于正交擴(kuò)頻序列的信道衰減特性測(cè)量方法，該方法采用正交擴(kuò)頻序列作為激勵(lì)信號(hào)，通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理和峰值檢測(cè)得到單個(gè)頻點(diǎn)的衰減值，同時(shí)設(shè)計(jì)了強(qiáng)噪聲的干擾抑制算法和基于向量的同步遍歷測(cè)量策略，通過(guò)掃描得到全頻段的信道衰減特性曲線;最后建立了信道特性測(cè)量仿真模型并進(jìn)行了Matlab仿真。結(jié)果表明，在白噪聲和典型現(xiàn)場(chǎng)強(qiáng)噪聲的電力線信道環(huán)境下，提出的方法能夠有效工作，結(jié)果明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的掃頻FFT信道測(cè)量方法。

　　王賢輝; 郝偉琦; 周春良， 電力信息與通信技術(shù) 發(fā)表時(shí)間：2021-08-27

　　關(guān)鍵詞：正交擴(kuò)頻序列;電力線信道;傳輸特性;干擾抑制

　　0 引言

　　低壓電力線作為通信媒介具有應(yīng)用的廣泛性、牢固性和經(jīng)濟(jì)性等優(yōu)點(diǎn)，早在 20 世紀(jì)七八十年代就曾經(jīng)引起研究人員的注意。近幾年來(lái)，隨著低壓電網(wǎng)通信需求的不斷上升和相關(guān)技術(shù)的飛速發(fā)展，高速電力線載波通信日益成為國(guó)內(nèi)外科技工作者研究的熱點(diǎn) [1-3]。然而，不同于傳統(tǒng)的無(wú)線或有線信道，電力線信道具有衰減不穩(wěn)定和背景噪聲強(qiáng)等特點(diǎn)，導(dǎo)致通信效果受線路負(fù)載和干擾影響嚴(yán)重，對(duì)復(fù)雜信道特性進(jìn)行測(cè)量分析是低壓電力線載波通信研究的基礎(chǔ)[4-5]。傳統(tǒng)的信道測(cè)量方法一般通過(guò)采用發(fā)送掃描信號(hào)和接收信號(hào)頻譜分析的方法，存在對(duì)信噪比要求高、易受噪聲干擾和需要昂貴的儀器設(shè)備等缺點(diǎn)，傳統(tǒng)的信道測(cè)量方法一般只能在接收信號(hào)頻譜看得見(jiàn)的條件下工作[5-6]。隨著居民用電需求的提升，電力線上負(fù)載、噪聲的影響使得臺(tái)區(qū)內(nèi)電力線信道特性越來(lái)越復(fù)雜，而 HPLC 載波的大規(guī)模鋪設(shè)，使得通信速率和采集頻度要求越來(lái)越高[1]，現(xiàn)場(chǎng)運(yùn)維的工作量極大，各種復(fù)雜電力線環(huán)境下的高效、便捷、可靠的信道測(cè)試方法成為當(dāng)下研究的課題。

　　文獻(xiàn)[7]提出了一種基于掃頻信號(hào)源和高速采集卡的信道測(cè)試裝置，將測(cè)試設(shè)備進(jìn)行了小型化和便攜式改造;文獻(xiàn)[8-9]提出了一種名為電力線路分析器 (iPALTO)的便攜式信道測(cè)量設(shè)備，但是該方法發(fā)送的寬頻脈沖覆蓋所有測(cè)量頻段，使得單個(gè)頻點(diǎn)發(fā)射功率有限，受噪聲影響嚴(yán)重;文獻(xiàn)[10]對(duì)面向復(fù)雜工況的電力線通信信道特性測(cè)量與分析，文獻(xiàn)[11]設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)了一種便攜式高速電力線載波信道分析模塊。無(wú)線通信抗干擾研究表明，偽隨機(jī)序列具有很強(qiáng)的抗噪聲干擾和多徑干擾的能力，這些特性可以應(yīng)用到復(fù)雜電力線信道測(cè)試過(guò)程中，文獻(xiàn)[12]提出了一種基于偽隨機(jī)碼的低壓電力線信道時(shí)延測(cè)量方法，文獻(xiàn)[13]分析了用周期 PN 序列在時(shí)域測(cè)量配電網(wǎng)信道傳輸特性的方法，給出了寬帶配電網(wǎng)信道用周期 PN 序列在時(shí)域測(cè)量具有優(yōu)越性的結(jié)論，但是基于偽隨機(jī)碼序列在電力線信道測(cè)量的具體方法模型和實(shí)現(xiàn)效果研究未見(jiàn)文獻(xiàn)報(bào)道。

　　為此，本文提出一種基于正交擴(kuò)頻序列的電力線信道衰減特性測(cè)量方法，采用正交擴(kuò)頻序列提高接收信號(hào)測(cè)量的信噪比和分辨率，可以大大抵消電力線噪聲的影響;采用數(shù)字相關(guān)峰檢測(cè)和基于測(cè)試向量的同步遍歷測(cè)量的策略，收發(fā)端可以自動(dòng)同步掃描，無(wú)需額外同步設(shè)備;同時(shí)接收端也無(wú)需頻譜儀等昂貴的測(cè)量設(shè)備，簡(jiǎn)便易用。本文方法能夠在極低信噪比的條件下正常工作，同時(shí)對(duì)強(qiáng)噪聲干擾具有很好的抑制作用。

　　1 信道傳輸特性測(cè)量的基本原理

　　1.1 傳統(tǒng)的電力線信道測(cè)量原理

　　實(shí)驗(yàn)室信道特性測(cè)量一般采用網(wǎng)絡(luò)分析儀，但網(wǎng)絡(luò)分析儀只適用于發(fā)送端和接收端較近的測(cè)量環(huán)境，無(wú)法滿足遠(yuǎn)距離現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試。現(xiàn)有的電力線信道測(cè)試設(shè)備一般采用掃頻 FFT 分析法進(jìn)行測(cè)量，測(cè)量?jī)x器包括信號(hào)發(fā)生器、功率放大器、耦合單元、信號(hào)放大器、頻譜分析設(shè)備等。其原理是通過(guò)發(fā)送掃頻信號(hào)，接收端通過(guò) FFT 找最大值得到信道測(cè)量曲線，在進(jìn)行測(cè)量時(shí)，信號(hào)發(fā)生器不斷產(chǎn)生單頻信號(hào)，單頻信號(hào)經(jīng)功率放大器放大后，耦合單元注入低壓配電網(wǎng)，功率放大器可以保證輸出信號(hào)的功率，減小低壓電力線上的噪聲對(duì)測(cè)量造成的干擾[8-9]。信號(hào)在接收端由耦合模塊將工頻分量隔離，從接收端取出的信號(hào)經(jīng)頻譜分析設(shè)備或經(jīng)過(guò)數(shù)據(jù)采集卡進(jìn)行模/數(shù)變換、數(shù)據(jù)采集后，注入到筆記本電腦進(jìn)行 FFT 處理，從而得出載波信道的衰減曲線，電力線信道測(cè)試原理如圖 1 所示。

　　1.2 噪聲對(duì)電力線信道特性測(cè)量影響分析

　　由于低壓電網(wǎng)連接眾多用電設(shè)備，每種用電設(shè)備對(duì)電網(wǎng)的噪聲污染各不相同，特別是一些開(kāi)關(guān)電源設(shè)備、非線性用電設(shè)備和大功率變頻設(shè)備等對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生的噪聲影響尤為嚴(yán)重[14-15]。電力線噪聲一般可分為：背景噪聲、脈沖噪聲、窄帶噪聲等。脈沖噪聲幅值大，持續(xù)時(shí)間較短，在電力線進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸時(shí)，對(duì)信號(hào)干擾最嚴(yán)重。復(fù)雜電力線信道的電網(wǎng)噪聲具有周期性、時(shí)變性等特點(diǎn)，其頻譜覆蓋整個(gè)通信頻段，頻譜峰值點(diǎn)隨機(jī)變化，如圖 2 所示為某現(xiàn)場(chǎng)同一位置間隔 1.5 s 用 Pico 示波器采集的兩幀噪聲時(shí)域信號(hào)，可見(jiàn)其具有完全不同的信號(hào)特征，低壓電網(wǎng)噪聲給信道測(cè)量帶來(lái)很大的影響。

　　傳統(tǒng)的信道測(cè)量方法需要在一定的時(shí)間內(nèi)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行 FFT 分析，同時(shí)間段對(duì)噪聲信號(hào)也進(jìn)行了收集，導(dǎo)致有用信號(hào)被噪聲最大包絡(luò)值覆蓋，低信噪比的測(cè)量信號(hào)無(wú)法檢出，測(cè)量誤差增大。隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展，電力線載波通信利用 OFDM 調(diào)制、ROBO 交織、TURBO 等先進(jìn)的技術(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)在較低的信噪比或強(qiáng)噪聲干擾條件下的通信[9,16]，因此，對(duì)采用先進(jìn)技術(shù)仍然通信困難的應(yīng)用現(xiàn)場(chǎng)復(fù)雜載波信道問(wèn)題進(jìn)行分析，必須要求更準(zhǔn)確和性能更好的信道測(cè)量分析方法支撐。

　　2 基于正交擴(kuò)頻序列的信道傳輸特性測(cè)量方法

　　正交擴(kuò)頻與傳統(tǒng)的擴(kuò)頻相比，在相同的信息速率和系統(tǒng)帶寬條件下具有更高的擴(kuò)頻增益，能夠有效地壓縮單次測(cè)量的時(shí)間，進(jìn)一步減少多徑和頻偏累積帶來(lái)的影響[17]。以本文選取的四進(jìn)制正交擴(kuò)頻系統(tǒng)為例，I、Q 2 路擴(kuò)頻碼元分別選取 512，2 路聯(lián)合測(cè)量時(shí)總擴(kuò)頻增益達(dá)到 1 024，對(duì)應(yīng)的信噪比提升 30.1 dB，大大提高了信道測(cè)量的動(dòng)態(tài)范圍和抗噪聲能力。

　　正交擴(kuò)頻序列的信道測(cè)量工作原理是：首先根據(jù)待測(cè)信道的頻率范圍設(shè)置好頻點(diǎn)、幅值等測(cè)試向量，發(fā)送端根據(jù)測(cè)試向量調(diào)制發(fā)送正交擴(kuò)頻序列信號(hào)，接收端接收信號(hào)并通過(guò)與本地正交擴(kuò)頻序列的相關(guān)計(jì)算和數(shù)字信號(hào)處理算法得到信號(hào)估計(jì)值，動(dòng)態(tài)搜索信號(hào)估計(jì)值的最大值，在最大值點(diǎn)計(jì)算信道參數(shù)，采用接收端設(shè)計(jì)與發(fā)送端同步進(jìn)行頻點(diǎn)切換的策略機(jī)制，從而逐個(gè)頻點(diǎn)測(cè)量得到信道在測(cè)量頻段內(nèi)的信道參數(shù)集，然后通過(guò)計(jì)算機(jī)進(jìn)行曲線擬合和校準(zhǔn)輸出信道測(cè)量結(jié)果。為抑制強(qiáng)脈沖噪聲對(duì)測(cè)量的影響，本文設(shè)計(jì)了一種包絡(luò)跟蹤限幅的干擾抑制算法，信道測(cè)量架構(gòu)如圖 3 所示。

　　2.1 信號(hào)處理算法過(guò)程

　　本文方法的主要數(shù)字信號(hào)處理流程如圖 4 所示。

　　正交擴(kuò)頻信號(hào)發(fā)生器根據(jù)測(cè)試向量以一定的時(shí)間間隔依次設(shè)置調(diào)制信號(hào)的頻率、幅度等參數(shù)，進(jìn)行擴(kuò)頻序列調(diào)制：? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? I Q cos 2π sin 2π i i i s t A M t f t M t f t ? ?(1)式中：Ai為發(fā)射信號(hào)的幅度;MI(t)、MQ(t)為周期為 T 的優(yōu)選對(duì)擴(kuò)頻序列;MI(t)、MQ(t)采用不同的生成多項(xiàng)式保證互相關(guān)接近為 0;cos(2πfi t)為單頻余弦信號(hào)，sin(2πfi t)為單頻正弦信號(hào)。

　　發(fā)端輸出信號(hào) s(t)注入被測(cè)試信道輸入端，接收端從被測(cè)試信道輸出端接收測(cè)量信號(hào)，其輸出為：? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ??? ? I Q cos 2π sin 2π i i i i i r t H t s t n t H t A M t f t M t f t n t ? ?? ??(2)式中：Hi(t)為頻率 fi 點(diǎn)處的待測(cè)試的信道特性函數(shù);n(t)為信道噪聲。

　　噪聲干擾抑制模塊對(duì)接收信號(hào) r(t)進(jìn)行噪聲抑制，將處理后的接收信號(hào) rp(t)送入變頻處理單元，變頻 處 理 單 元 采 用 正 交 單 頻 信 號(hào) cos(2πfi’t+θ) 、 sin(2πfi’t+θ)進(jìn)行下變頻，其中 θ 為接收端和發(fā)送端的相位差，這里可以認(rèn)為 fi近似等于 fi’，工程實(shí)現(xiàn)中可以采用恒溫晶振、外接衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)等措施保證二者誤差小于 0.1 ppm，正交解調(diào)器輸出 bI(t)、bQ(t)表示為： I I Q ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? 1 cos sin 2 i i b t H t A M t M t ? ? ? ?(3) Q I Q ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? 1 sin cos 2 i i b t H t A M t M t ? ? ? ?(4)

　　數(shù)字相關(guān)器首先采用和發(fā)送端一致的周期為 T 的正交擴(kuò)頻序列 MI(τ)、MQ(τ)分別對(duì) bI(t)、bQ(t)進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)積分運(yùn)算，積分周期為 T，由于相關(guān)計(jì)算測(cè)試時(shí)間很短，可以近似認(rèn)為 Hi(t)在周期為 T 的相關(guān)計(jì)算時(shí)間內(nèi)保持不變，即 Hi(t-T+τ)≈Hi(t)，則 RII(t)可以近似表示如下：? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? II I I 0 I I 0 d 1 cos d 2 T T i i R t b t T M H t A M t T M ??? ? ?? ? ? ???? ? ?? ? ???(5)同理，可以獲得 RIQ(t)、RQI(t)、RQQ(t)分別為：? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? IQ I Q 0 Q Q 0 d 1 sin d 2 T T i i R t b t T M H t A M t T M ??? ? ?? ? ? ???? ? ?? ? ???(6)? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? QI Q I 0 I I 0 d 1 sin d 2 T T i i R t b t T M H t A M t T M ??? ? ?? ? ? ???? ? ?? ? ???(7)? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? QQ Q Q 0 Q Q 0 d 1 cos d 2 T T i i R t b t T M H t A M t T M ??? ? ?? ? ? ???? ? ?? ? ???(8)定義功率檢測(cè)相關(guān)計(jì)算參數(shù) P(t)為：? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ???? ? ?? ? ???? ? ? ?? ? ?? ? ?? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ?? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ???? 2 2 2 2 II IQ QI QQ 2 2 I I 0 2 Q Q 0 ( ) 1 d 2 d ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) T i i T P t R R R R H A M t T M M t T M t t t t t (9)式中利用 I、Q 支路的正交性，通過(guò)平方和運(yùn)算消除了接收端和發(fā)送端的相位差 θ 的影響，由于 MI(t)、 MQ(t)具有良好的自相關(guān)特性，當(dāng)發(fā)送端和接收端的擴(kuò)頻序列完全同步時(shí)(t=nT)，P(t)具有最大值 Pmax(t)，即：? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 2 2 max 2 1 1 2 2 2 ( ) i i i i P H t A T H t A T t (10)此時(shí) Hi(t)可以表示為：

　　2.2 噪聲干擾抑制算法設(shè)計(jì)

　　針對(duì)周期性的背景噪聲和窄帶噪聲，本文采用中心頻率和調(diào)制信號(hào)同步的跟蹤濾波方法進(jìn)行濾除，而脈沖噪聲幅值大，持續(xù)時(shí)間較短，對(duì)信號(hào)干擾最嚴(yán)重，很難通過(guò)濾波抑制，如果不采用專門干擾抑制方法，將對(duì)信道測(cè)量帶來(lái)很大的影響。文獻(xiàn)[18]中提出了基于限幅的脈沖干擾抑制方法，但是采用固定的限幅門限不能適應(yīng)接收信號(hào)的大動(dòng)態(tài)范圍。因此，本文設(shè)計(jì)了一種動(dòng)態(tài)幅值門限跟蹤的限幅干擾抑制算法：? ?? ? ? ?? ??? ? ??? ?? c p c c t t t t r r T r T r T (12)式中幅值門限 Tc 采用一段時(shí)間內(nèi)的接收信號(hào)功率累計(jì)積分值進(jìn)行平滑計(jì)算，根據(jù)計(jì)算功率值動(dòng)態(tài)更新。

　　2.3 相關(guān)峰值檢測(cè)算法設(shè)計(jì)

　　功率相關(guān)峰值檢測(cè)模塊對(duì)時(shí)間序列{t0, t1,… ti-1, ti , ti+1, …}上的 P(ti)進(jìn)行最大值搜索，設(shè)定動(dòng)態(tài)更新的判斷門限參數(shù) PTH(ti)，PTH(ti)可以采用下式進(jìn)行計(jì)算：? ? ? ? ? ? ? ? ?? ? ? TH TH 1 1 i i i P t α P t α P t (13)式中 α 為平滑系數(shù)，對(duì) P(t)進(jìn)行最大值的判定條件如下：? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ? i i - 1 i i + 1 i TH i P t > P t P t > P t P t > βP t ? max i P P t t (14)式中 β 是為了防止誤檢的比例系數(shù)，本文取 β=1.5，根據(jù)式(11)可計(jì)算有效的信道測(cè)量值的時(shí)間點(diǎn)序列 Hi(tj)。對(duì) M 次有效的測(cè)量值 Hi(tj)進(jìn)行平滑，得到平滑后的測(cè)試結(jié)果：? ? ? ? M / M i i j j H H t (15)

　　2.4 信道測(cè)量掃描控制過(guò)程

　　發(fā)送端根據(jù)預(yù)先設(shè)置好的測(cè)試向量 V={f0, f1,„ fi ,„fN}以一定的時(shí)間間隔 TS 進(jìn)行頻率切換和控制擴(kuò)頻調(diào)制單元進(jìn)行調(diào)制發(fā)送;接收頻點(diǎn)控制模塊根據(jù)預(yù)先設(shè)置好的測(cè)試向量 V，依次對(duì)頻點(diǎn)進(jìn)行切換，如圖 5 所示，切換規(guī)則為：

　　1)根據(jù)預(yù)先設(shè)置好的測(cè)試向量 V，設(shè)置單個(gè)頻點(diǎn)的工作時(shí)間長(zhǎng)度為 TR; 2)初始化工作在 f0，當(dāng)前時(shí)間記為 t0，當(dāng)收到有效的功率相關(guān)計(jì)算值 Pmax時(shí)，開(kāi)始計(jì)算時(shí)間，當(dāng) t-t0>TR 時(shí)，切入 f1頻點(diǎn)接收; 3)以上依次類推，從 f0，f1，„ fi，„fN 進(jìn)行遍歷。一般設(shè)置 TS>TR，以保證接收端能夠提前切入下一個(gè)頻點(diǎn)進(jìn)行等待。

　　測(cè)量值平滑和校準(zhǔn)模塊將所有頻率點(diǎn)得到的平滑后的測(cè)試結(jié)果 Hi，形成被測(cè)試信道在頻段[f0, fN]的傳輸特性曲線向量[(f0, H0), (f1, H1), „ (fN, HN)]，最后通過(guò)計(jì)算機(jī)對(duì)測(cè)試曲線向量進(jìn)行擬合和校準(zhǔn)。

　　3 仿真模型建立和參數(shù)設(shè)置

　　3.1 電力線信道衰減模型

　　由于低壓配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性和負(fù)載的多樣性與時(shí)變性，高頻信號(hào)在低壓電力線上傳輸時(shí)必然會(huì)產(chǎn)生較大的衰減。測(cè)量分析表明，低壓電力線上的衰減隨著頻率的上升而加大;在某些頻率，衰減曲線會(huì)出現(xiàn)局部性峰值。根據(jù)傳輸線理論得出單支電力線的通用模型[9,19]，同時(shí)考慮到我國(guó)一般電力電纜所用 PVC 材料的介電常數(shù)為 4，即 vp為 c0/2=1.5×108，所以簡(jiǎn)化的通用模型為：? ?? ? ? ? ? ? ??? ? ? ? 0 1 0 j4π / 1 e e k i i N a a f d f d c i i H f g (16)為了便于仿真，推導(dǎo)出時(shí)域模型為：? ?? ? 0 - h t ?? ? ?? ?? 1 0 N 2 1 2π 1 e j i i i a d i a d d i c g t (17)

　　3.2 電力線噪聲模型庫(kù)建立

　　電力線噪聲包含多種噪聲分量，很難采用統(tǒng)一的模型進(jìn)行模擬，而且不同的應(yīng)用場(chǎng)景噪聲信號(hào)完全不同，收集高速載波通信影響較大的典型臺(tái)區(qū)的噪聲庫(kù)具有代表性意義[20]。因此，本文根據(jù)在全國(guó)多省份高速載波運(yùn)維過(guò)程中采集的抄收困難臺(tái)區(qū)的典型噪聲，構(gòu)建電力線噪聲庫(kù)，利用噪聲回放裝置進(jìn)行現(xiàn)場(chǎng)噪聲模擬，信號(hào)采樣率為 50 MHz，覆蓋高速載波通信的整個(gè)頻段，具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程見(jiàn)文獻(xiàn)[11]。從噪聲庫(kù)中挑選干擾最大的 10 種典型噪聲樣本(見(jiàn)表 1)。

　　3.3 信道測(cè)量仿真模型參數(shù)

　　采用 Matlab 軟件進(jìn)行建模仿真，考慮到信道測(cè)試一般覆蓋高速電力線通信所使用的頻段，仿真的測(cè)試頻段選擇從 1~20 MHz，I、Q 路擴(kuò)頻碼選擇 512 位碼長(zhǎng)的正交擴(kuò)頻碼。測(cè)試信道選擇 4 徑、6 徑、15 徑模型，線路除電纜以外的分支、阻抗、負(fù)載衰減影響按 40 dB 計(jì)算。為了簡(jiǎn)化模型和便于量化比較，電力線噪聲的干擾通過(guò)白噪聲和現(xiàn)場(chǎng)采集噪聲 2 種形式進(jìn)行模擬。

　　仿真過(guò)程中信道測(cè)量點(diǎn)從 1~20 MHz，500 kHz 為步進(jìn)，每個(gè)信道測(cè)量點(diǎn)擴(kuò)頻序列發(fā)送次數(shù)為 10 次，接收端根據(jù)檢測(cè)到的最大值進(jìn)行運(yùn)算得到測(cè)量點(diǎn)的衰減值，衰減值通過(guò)校準(zhǔn)得到矯正后的衰減值，同時(shí)采用掃頻 FFT 信號(hào)分析法進(jìn)行信道測(cè)量作為對(duì)比。

　　4 仿真算例分析

　　4.1 算法有效性驗(yàn)證

　　為驗(yàn)證本文算法的有效性，以 1~20 MHz 為中心頻率分別發(fā)送測(cè)量信號(hào)，經(jīng)過(guò)注入-20 dBm 功率白噪聲的 PLC 信道，接收端相關(guān)計(jì)算的峰值和最大功率點(diǎn)搜索結(jié)果如圖 6 所示，可見(jiàn)低頻段可以搜索到較大的峰值，隨著頻率升高信道衰減增大，逐漸出現(xiàn)搜索到峰值降低直至檢測(cè)不到峰值的情況，與 PLC 信道隨頻率升高衰減逐漸增大的特性相吻合。

　　4.2 白噪聲環(huán)境算法性能仿真

　　以 5 dBm 為步進(jìn)，注入-50 dBm 至-10 dBm 的白噪聲條件下，本文的 PLC 信道下 2 種算法性能比較如圖 7 所示，在-50 dBm 白噪聲條件下，本文算法和掃頻 FFT 方法測(cè)量結(jié)果基本相同;-20 dBm 白噪聲條件下本文方法仍能正常工作，-10 dBm 白噪聲條件下 10 MHz 以上高頻段開(kāi)始出現(xiàn)較大誤差，而掃頻 FFT 信號(hào)分析法在-30 dBm 白噪聲條件下已經(jīng)在高頻段出現(xiàn)較大誤差。

　　對(duì)比 2 種算法在不同白噪聲功率下的平均測(cè)量誤差如圖 8 所示，本文方法對(duì) 4、6 徑信道，在-10 dBm 白噪聲條件下誤差小于 3 dB，掃頻 FFT 方法達(dá)到 10 dB，從圖 7(d)測(cè)量曲線看完全被白噪聲覆蓋。本文方法對(duì) 15 徑信道，在-20 dBm 白噪聲條件下誤差小于 4 dB，掃頻 FFT 方法達(dá)到 11 dB。可見(jiàn)白噪聲條件下本文方法具有明顯的性能優(yōu)勢(shì)。

　　4.3 電力線噪聲環(huán)境算法性能仿真

　　加入不同的典型現(xiàn)場(chǎng)噪聲條件下，PLC 信道 2 種算法性能比較、誤差分析分別如圖 9、圖 10 所示，圖 9 可見(jiàn)掃頻 FFT 方法測(cè)量值受噪聲影響嚴(yán)重，噪聲強(qiáng)的頻段測(cè)量值基本被噪聲掩蓋偏離真實(shí)衰減，而本文方法在現(xiàn)場(chǎng)強(qiáng)噪聲環(huán)境下 4、6 徑信道仍能保持較好的測(cè)量精度，15 徑信道測(cè)量值雖然在部分急劇變化的頻段偏離真實(shí)信道特征，但對(duì)比掃頻 FFT 方法仍具有更好的測(cè)量結(jié)果。圖 10 中對(duì) 3 種多徑信道不同噪聲條件下的平均測(cè)量誤差比較來(lái)看，本文算法 4、6 徑信道誤差均在 2 dB 以內(nèi);15 徑信道測(cè)量誤差稍大， H07 號(hào)噪聲達(dá)到最大 6 dB;整體上本文方法在現(xiàn)場(chǎng)強(qiáng)噪聲環(huán)境下測(cè)量結(jié)果明顯優(yōu)于掃頻 FFT 方法。

　　5 結(jié)語(yǔ)

　　本文提出了一種基于正交擴(kuò)頻序列的電力線信道衰減特性測(cè)量方法，對(duì)電力線信道衰減特性和信道衰減測(cè)量原理進(jìn)行介紹，對(duì)本文算法實(shí)現(xiàn)的基本原理和關(guān)鍵算法模塊進(jìn)行了詳細(xì)闡述，建立了信道特性測(cè)量仿真的模型并進(jìn)行了 Matlab 仿真研究。結(jié)果表明，在白噪聲和典型強(qiáng)噪聲環(huán)境的電力線信道下，本文方法均能夠有效工作，測(cè)量結(jié)果明顯優(yōu)于傳統(tǒng)信道衰減測(cè)量方法。同時(shí)，本文的方法無(wú)需 FFT 計(jì)算，可以節(jié)省邏輯資源，亦可采用模擬前端+FPGA 信號(hào)處理器的架構(gòu)設(shè)計(jì)，滿足小型化便攜式的設(shè)計(jì)要求，在工程應(yīng)用中具有很好的實(shí)用性。本文方法的抗多徑性能進(jìn)一步優(yōu)化和 FPGA 工程化實(shí)現(xiàn)以及現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試驗(yàn)證是接下來(lái)的研究重點(diǎn)。